范文一:输出功率的选择
2014年中考冲刺综合复习指导 北京地区试题 广东地区试题 江苏地区试题
(3)淬硬层深度; 淬硬层深度大时适当取大一些,以延长加热时间,增大透热深度。 一般高频感应加热的感应圈与工件间的间隙均在1~2mm 左右。 2. 感应圈高度
对于长轴件进行局部一次性加热时,感应圈高度为:H =L +(8-10mm ),式中L 为淬硬区长度(mm )。
对于短轴零件进行局部一次性加热时,感应圈高度为:H =L -2a ,式中a 为感应圈与工件间间隙。
如果轴形零件的淬硬区较长,可采用多圈感应器或移动连续加热。 3. 冷却水路设计
为避免感应圈在工作时发热,因而需通冷却水冷却,且有些情况工件的淬火也需直接喷水冷却,因而需合理设计冷却系统。冷却水管的尺寸与电流频率、电流透入深度、加热方式和散热条件等有关,对于高频感应圈通常选用壁厚0.5mm ,直径5mm 的紫铜管,而喷水孔直径通常在0.3~0.85mm 左右,水压为100~200Kpa 。 4. 汇流板的尺寸
感应圈两端与电源连接的部分称为汇流板。汇流板的间距在1.5~3mm 之间,为防止接触短路,中间塞入云母片或黄蜡布包扎好。其长度取决于工件形状、尺寸、夹具等具体情况。 五、感应圈制作流程 (1)制作感应圈芯模
感应圈原材料紫铜管(圆管或矩形管)采购 (2)紫铜管退火 (3)绕制
(4)用黄铜焊条焊接冷却水连接管 (5)通水检验水流是否流畅
(6)进行工艺试验,确定间隙和高度选取是否合理。
§7.3高频感应加热装置的安装、调试和维护
一、高频感应加热装置开机程序 1. 送电送水
(1) 合上高频电源的空气开关,高频柜面板上的指示灯亮,表示三相电源正常并已
送电。
(2) 启动水泵,打开各水路阀门,水压不低于7.8N/cm2 时,水路正常指示灯亮,设
备可投入运行。
2. 闸流管灯丝预热,一般预热15~20分钟,冬天可长一些,夏天可短一些。 3. 振荡管、闸流管灯丝一级预热,预热1分钟左右。 4. 振荡管、闸流管灯丝加额定电压,预热15~20分钟。 5. 合上高压开关,将电压调至工艺要求值。
6. 热处理,根据首件热处理情况对设定电压微调到合乎要求为止。 二、高频感应加热装置关机程序 1. 停止热处理 2. 切断高压 3. 切断灯丝电压
4. 待冷却水继续循环20分钟以后(冷却振荡管),关闭水泵,切断总电源。 三、高频感应加热装置维护
1. 日常维护
(1) 经常扫清设备内电器元件上的灰尘,重点是高压元件,以免因灰尘吸潮而降低
绝缘性能,出现击穿或短路事故。
(2) 对经常动作的电器元件,如电器开关灯,应检查其结构和接线是否松动。 (3) 检查水冷系统有无漏水和堵塞现象,出水温度是否
超过允许值。 (4) 检查各安全开关如水压继电器等动作是否可靠。 2. 定期维护
(1) 定期更换电容器内的变压器油,并检查卡箍是否保持良好的接触性能。变压器油须
经过鉴定,以确保耐压绝缘等既符合要求。
(2) 根据使用情况和水质好坏,定期清洗振荡管水垢。 (3) 定期检查闸流管有无松动和烧坏绝缘的现象。 (4) 定期清理电气触头上的火花痕迹或更换触点、 (5) 定期检查接地电阻,其值不大于4欧姆、
(6) 定期检查绝缘电阻值,低压部分元件不小于0.5M Ω;高压瓷瓶电容器绝缘电阻用
2500V 或5000V 摇表检查应 不小于1000 MΩ。
§7.4中频感应加热装置
一、中频感应加热装置特点
电流频率通常为1000~8000Hz 适用于加热深度深(3~16mm )、工件直径大(20~500mm )的钢铁零件表面淬火,也可用于回火、正火、锻坯透热或熔炼金属。
中频电源有中频发电机和晶闸管中频电源两种。其中以中频发电机感应装置应用较多。 二、中频发电机感应加热装置结构组成及工作原理
通过电机启动柜,使三相鼠笼式异步电机旋转,从而带动中频发电机
发出中频交流电,中频交流电经淬火变压器降压,降压后的中频电流通过感应圈将放置在感应圈内的工件加
热。中频淬火机床控制工件的旋转和装卸。互感器将电压信号送给电压检测回路,去控制触发电路,触发电路的触发信号又去控制晶闸管整流电路的电流,从而改变发电机励磁绕组的电流,达到自动调节中频电源电压的目的。中频电源电压也可通过调压电位器。调节直流电源的输出电压,再经过触发电路和晶闸管整流电路使输出的中频电压达到额定值。
电压检测回路、触发电路和晶闸管整流电路的电流表、电压表、功率表、功率因素均安装在内控台上,监视发电机的工作状态。
电容器柜中装有若干电容器,可通过串接和并联获得满足不同工况条件下电路所需要的电容量。
外控台装有淬火机床的各种控制电器和仪表、过电压和过电流保护装置以及对电容器柜自动增减电容的开关,它监视淬火机床、感应器及工件的工作情况和电容量的正确使用。
国产中频发电机的频率有1000、2500、4000、8000等四种规格。
但尚无统一规定型号,常见的型号表示方法为:DGF - - - ,其中D 表示电控,G 表示感应,F 表示发电机;第一个方框字母表示用途,如C 表示淬火,T 表示透热,R 表示熔炼;第二第三方框数字表示额定功率;第四方框数字表示公称频率,1表示1000Hz ,2表示2500Hz ,3表示4000Hz ;最后一个方框表示序号。 三、电容器和匝比的选择与调整
中频淬火加热,电容器和匝比的调整至关重要,调整过程比较麻烦,针对某一种工件,调整好后应写在淬火工艺规程上。
电容器与匝比的配合是否合适的基本判别标准:功率因素是否接近
1。控制台上的功率因素表、电压表、励磁电流表、功率表、电流表上的指示值是判断是否达到标准的依据。
调整步骤:
1. 准备工作:水电处于正常状态,感应圈内有工件。
2. 初步选择匝比和电容量:依据生产经验或感应圈的尺寸(内径和高度)初步确定匝比和
电容量。一般感应圈有效直径越大,高度越低,其阻抗越大,为保持阻抗匹配,匝比应选的越小。 3. 调整方法:
(1)观察功率因素表指示值,若cos φ超前,表示负载为电容性,应减少电容量,方法是改变电容柜的连接方式。
若cos φ滞后,表示负载为电感性,应增大电容量,同样是通过改变电容柜的连接方式实现。
钢制零件加热过程中电阻率升高、导磁率下降,导致负载性质逐渐向
电感性转移。实际调整中,开始加热时一般先将回路调整成电容性负载,即调整到谐振点的电容量后,再过量补偿10-20%的电容量,使cos φ为0.85-0.9,随工件温度提高,cos φ逐渐接近1,此时,功率表读数正好等于负载电压×电流,这表示电路达到谐振状态。
(2)当不用电压自动调整装置时,保持励磁电流恒定,则可根据负载接通后电压表读数调整电容量。
方法:接通负载→电压表读数下降→电感性负载→增加电容量。反之,减少电容量。 若电压变化小,表示电容量合适,电路接近谐振。
(3)使用电压自动调整装置,电容量多少可根据励磁电流表读数判别。 方法:接通负载→励磁电流升高→电感性负载→增大电容。反之减小电容。
若不变化,表示处于谐振状态。 (4)电机电压法和电机电流法 在谐振状态下,如匝比选择合适,发电机电压、电流都达到额定值,输出功率最大。 如电压达额定值,电流很小,则表明匝比过大,需减小初级绕组线圈。
若电流超过额定值,电压低于额定值,表示匝比过小,需增加变压器
初级绕组匝数。
§7.5感应加热装置的选择
感应加热装置的两个主要技术指标是电流频率和输出功率。选择感应加热装置可按下述流程进行:首先根据热处理工艺要求,确定感应加热工件所需要的电流频率和功率,然后根据电流频率和功率就可选择感应加热装置的类型和型号。 一、感应加热装置电流频率的选择 根据集肤效应,工程上规定,当Ix 降至1/e处的电流深度为电流透入深度——用δ表示。
在钢铁材料中,热太电流的透入深度将比冷态电流的透入深度大几十倍,在800-900℃范围内,δ=500/f(mm)。
感应加热时,电流透入深度越小,淬硬层深度x 越浅。由上式可见,加热设备频率f 越小,δ越大,x 越深。因此,可根据x 确定δ,然后根据δ确定f 。
在选择频率时,考虑到设备的通用性,一般应力求采用较低频率,以实现深层加热。但频率也不能太低,随着频率的降低,电流透入深度过大,因而能量损耗大;同时频率低,通过感应器的电流密度大,感应圈的冷却要求高,否则易软化。一般认为δ≤4x 。生产实践证明,当δ=2x 时热效率最高。
根据上述分析,对于圆柱形零件估算的最高、最低频率分别为: x =δ,fmax =250000/x2
x =0.5δ,f 最佳=60000/x2
x =0.25δ,fmin =15000/x2
选择频率时除考虑淬硬层外,还需考虑零件的直径。一般来说,零件直径越大,要求的淬火层越深,使用频率就应越低;当零件直径与电流透入深度之比小于10时,由于感应器的电效率会显著降低,因此,小直径零件宜取较高频率。当D/δ≥10,η=0.8时f ≥25×106/D2;当
3.5<><10,η=0.7时f>10,η=0.7时f>
。
上述关系不适用于复杂的零件如齿轮。对于齿轮,电流频率很高时,电流集中于齿顶;电流频率偏低时,电流集中于齿根或使整齿透热,但从齿轮工作条件来说,淬火层沿齿形轮廓分布最佳。因此,加热齿轮的频率常按齿轮的模数估算。
当比功率为1.5-2.0KW/cm2时,f 最佳=6×105/M2
;
当比功率小于1.5KW/cm2时,f 最佳=2.5×105/M2
,式中比功率指加热零件单位面积所需功率,M 为齿轮模数。
凸轮轴感应加热的最佳频率与凸轮尖部的曲率半径有关,可用下述公式确定:f =3800/r2
,为凸轮尖部曲率半径。 二、感应加热装置功率的确定
流程:由零件尺寸、加热方式和比功率,计算得到加热工件所需总
功率,然后考虑功率预留和频率要求,查相关型号感应加热装置。 1. 感应加热装置各种功率概念及其关系
(1)直流输入功率P0为阳极电压和阳极电流的乘积,即P0=EaIa0 对于型的最大直流输入功率Pmax =13.5KV ×12A=162KW
(2)额定输出功率P1=ηaP0,ηa 为阳极效率(或振荡管效率),其值为0.6-0.8。
若取ηa =0.65,则对于GP100-Ga ,P1=0.65×162KW=105.3KW,在100KW 左右,与额定功率100KW 一致。
额定输出功率是感应加热装置的一个很重要的技术指标,选择感应装置的功率就是指额定功率。
(3)负载吸收功率PL 指额定输出功率在振荡器回路产生各种损耗后,最后传输到工件使工件加热所消耗的电功率。可用下式计算:PL =P1ηN ηM ηC ,式中,ηN 为淬火变压器效率,其值为0.75-0.85,常取0.8;ηM 为感应器电效率,其值为0.75-0.85,常取0.8;ηC 为回路的传输效率,其值常取0.9。
对于GP100-Ga ,用上式计算可得PL 约为58KW 。
需说明的是,出厂说明书上所说的PL =80KW 是在最佳状态下用假想负载测得的数据,加热实际工件时,不可能获得这样大的加热功率。 2. 根据实际零件和加热方式确定所需感应加热装置 (1)加热零件单位表面功率的确定
零件单位表面功率又称比功率,指被加热零件单位面积上所需要的功率。 比功率是计算零件的总功率,进而选择感应加热装置时最基本依据。
比功率与淬硬层深度、零件大小、加热时间、电流效率、加热方式等有关。比功率大小直接影响加热速度快慢,比功率越大,加热越快,淬硬层越深。
准确确定比功率很困难,生产上常采用近似估算、查图表或取经验数据等方法确定。对
于中频一次淬火常取0.8-1.5KW/cm2,中频连续淬火常取2-3.5KW/cm2
;对于高频一次淬火常
取0.8-2.0KW/cm2,高频连续淬火常取2-3.5KW/cm2
。一般来件,零件淬火面积越小或零件尺寸越小、形状越简单、使用频率越低、淬火层要求较浅、材料原始组织较细密、材料为中碳钢或中碳低合金钢时,比功率取上限,以获得较快的加热速度和在较短的时间内获得较薄的淬火层。反之则取下限。 (2)零件加热所需总功率
一次淬火总功率为比功率Pb 与一次淬火面积S 的乘积,即PL =Pb
×S 。 连续淬火总功率PL =πDh Pb,式中D 为零件直径,h 感应圈高度。 因为h =,式中τk 为加热时间,v 为零件与感应圈相对运动速度。因此,PL =πD τkv Pb。 (3)感应加热装置输出功率P1=PL /ηN ηM ηC ,考虑预留必要的功率余量,然后查有关频率范围内的感应加热装置规格,选取满足输出功率要求的型号。
例: 有一直径为40mm 的中碳钢零件,要求表面淬火层深度为0.5mm ,其感应加热的最佳频率是多少?若进行连续淬火,感应圈高度为1cm ,问应选用何种类型设备为宜?
(1) 由题意,x =0.5mm ,当δ=2,x =1mm 时,频率为最佳频率,故f 最佳=250000/
δ2
=250KHz。
(2) 零件加热所需总功率PL =πDh Pb=3.14×4×1×2=25.12KW 取ηN =0.8,ηM =0.8,ηC =0.9,得感应加热装置输出功率P1=25.12/0.8×0.8×0.9=43.6KW
考虑25%的功率储备,得感应加热装置输出功率为54.5KW ,根据54.5KW 和250KHz ,可选用GP -60高频感应加热装置。
范文二:电池的输出功率
电池的输出功率
电池的功率输出指在单位时间里输出功率的能力,它是根据放电电流I 和放电电压来计算的P=U*I单位为瓦特,电池的内阻越小,输出功率越高。电池的内阻应小于用电器的内阻,否则电池本身消耗的功率还要大于用电器消耗的功率,这是不经济的,而且可能损坏电池,在额定电压条件下电池的输出功率随电极表面积的增大工作温度的上升而上升,反之亦然。
弯曲电池的生产厂家会使用一些技巧使电池内部具有绝缘体, 从根本上杜绝爆炸的可能:1、针刺试验,钢钉穿刺电池,不爆炸(这个实验我曾经见过,跟随团队考察时在基安比看过);2、热冲击试验,强高温电芯加热,不爆炸;3、重物冲击试验,电力控制下的重物自由落体冲击,不爆炸(这个是在搜索弯曲电池时发现的);4、9v 反充电试验,9v 电池组反向充电,不爆炸;5、9v 过充电测试,9v 电池组过充电,不爆炸;6、55度短路测试,55摄氏温度下的短路测试,不爆炸;7、挤压测试,强力挤压测试,不爆炸。
范文三:激光器的输出功率
3.5. 激光器的输出功率 连续或长脉冲激光器 找输出功率 短脉冲激光器 找输出能量连续或长脉冲激光器一、腔内光强分布的特点及理由 特点:腔内光强分布是不均匀的。 理由:激活介质的光放大作用、腔内损耗系数的不均匀分布、驻波效 应、光场的横向高斯分布等。 处理方法:通过讨论稳态情况下的平均光强 来 估算激光器输出功率。二、腔内光强达到稳态的过程 外界激发很弱时 G 0 G阈 激光器无输出 增强外界激发 G 0 G阈 I G 当 G G阈 时, 稳态建立 I 恒定 3.5.1 均匀增宽型介质激光器的输出功率 在驻波型激光器中稳定工作时,腔内存在着沿腔轴方向传播的光I和反方向传播的光I-.若谐振腔由一面全反射镜和一面透射率为t的输出反射镜组成时腔内光强如图3-11所示. 一. 稳定出光时激光器内诸参数的表达式 1 腔内最小的光强 I 0 2 腔内最大光强 I 2 L r2 I 0 exp2 LG a内 ) 图3-11 谐振腔内光强 3 输出光强:I out t1 I 2 L t1 r2 I 0 exp2 LG a内 ) 4 镜面损耗: I a I 2 L a r I 0 exp2 LG
a ) h 1 1 2 内 剩余部分: I 0 r1 I 2 L r1 r2 I 0 exp2 LG a内 ) 5 最大最小光强、输出光强和 镜面损耗之间关系 图3-11 谐振腔内光强由能量守恒定律可得: ) 2 I
L) 6 平均行波光强 对于腔内任何一处z都有两束传播2 L I 0 I out I h (a1 t1 I (
方向相反的行波Iz和 - I 2L-z引起粒子数反转分布值发生饱和,增益系数也发生 饱和,近似用平均光强2I代替腔内光强 Iz I -2L-z,用 G0 G G阈 1 2I I s 作为腔内的平均增益系数, Is G0 Is G0 I ,1, ,1 则腔内的平均行波光强为: 2 G阈 2 a总二. 激光器的输出功率1理想的情况 a内 0 ,将全反射镜M2上的镜面损耗都折合
M2有: r2 1 t 2 0 a2 0 图3-11 谐振腔内光强 对M1有: r1 1 a1 t1 1 1到M1上,对
激光器的总损耗为: a总 a内 ln r1r2 ln1 a1 t1 2L 2L如果 a1 t1 很小,将 ln1 a1 t1 用级数展开取一级近似,可得: a1 t1 x 2 x3 a总 ln1 x x 2L 2 3则激光器内行波的平均光强I可以化为: I s 2 LG 0 I 1 2 a1 t1激光器输出光强也可以表示为: 图3-11 谐振腔内光强 I s 2 LG 0 I out t1 I t1 1 2 a1 t1若激光器的平均截面为A,则其输出功率为: 1 2 LG 0 P AI out t1 I s A 1 2 a1 t1三. 输出功率与诸参量之间的关系 P AI 1 2 LG 0 out t1 I s A 1 2 a1 t11 P与Is的关系: 两者成正比2 P与A的关系: A越大,P越大;而高阶横模的光束截面要比基横的大3 P与t1的关系: 实际中总是希望输出功率大镜面损耗小,即希望 I 2 L I 0 a1 t1 I 2 L t1 I 2 L这要求t1大,a1小,使t1a1,但 t1过大又使增益系数的阈值G阈升高,而如果介质的双程增益系数2LG0不够大将会导致腔内光强减小,使输出功率降低。严重时使腔内不能形成激光。t1过小,虽然使G阈降低光强增强,但镜面损耗a1I-2L也将增大。 1 2 LG 0 P AI out t1 I s A 1 2
a1 t1 为了使激光器有最大的输出功率,必须使部分反射镜的透 射率取最佳值: dP 1 2 LG 0 1 2 LG 0 0 A Is 1 t1 AI s 0 dt1 2 a1 t1 2 a1 t1 2解以上方程得最加透射率: t1 2 LG 0 a1 1 2 a1 a1 2 LG 0 a1 P 图中画出往返损耗率a取不同 0 数值 2 LG 0 3 时的输出功率 0.01 与透射率t1的关系曲线. 0.1 t1 0 0.25 0.5 0.75 1 t1 2 LG 0
a1 1 2 a1 a1 2 LG 0 a1 t1图中画出往返损耗率a取不同 0.4数值时的输出镜的最佳透射率 a 0.1t1与 2LG 0 的关系曲线. 0.3 a 0.05 0.2 a 0.01将 t1 a1 2 LG a1 代人 0 0.1 a 0.005 0 2 4 6 8 10 2LG 0 1 2 LG 0 P AI out t1 I s A 1 2 a1 t1此时,输出镜具有最佳透射率时激光器得输出功率为: 1 2 LG 0 P I s A a1 2 LG a1 0 1 2 2 LG a1 0 1
I s A 2 LG 0 a1 2 2 3.5.2 非均匀增宽型介质激光器的输出功率 和均匀加宽激光器不同的是当振荡模频率vq?v0 时I和I-两束光在增益曲线上分别烧两个孔。对每一个孔起饱和作用的分别是I或I-而不是两者的和。 一. 稳定出光时激光器内诸参数的表
达式 1 腔内最大光强 I 2 L ν r2 I 0 ν exp 2 LG a内 2 输出光强 I out ν t1I 2 L ν t1r2 I 0 ν exp 2 LG a内 3 镜面损耗 I h ν a1I 2 L ν a1r2 I 0 ν exp 2 LG a内 4 最小
光强: I 0 ν r1I 2 L ν r1r2 I 0 ν exp 2 LG a内 图3-12 非均匀增宽激光器腔内的光强
5 非均匀增宽型介质的增益系数随频率 ν 而变二、非均匀加宽单模激光器的输出功
率 1.当 q 0 光束 I 与 I 将在增益曲线上分别产生两 个烧孔,每个光强只对其中
一个烧孔起饱和作用 腔内不同地点的光强不同,取I作 为平均光强,当增益不太大
时 II I ,则介质对 ν 光波的平均 - 增益系数为: GD ν 0 G ν G阈 1 I Is2.当 q 0 ,光束 I 与 I 将 GD ν0 0 GD ν0 G阈在增益曲线中心处产生一个烧孔, 1 I I Is此时: I I I 2I GD ν0 0 GD ν0 G阈 1 I I Is若用平均光强2I来替 I z ν0 I 2 L z ν0 则光波在腔中的平均增益系数可表示为: 图3-13 非均匀增宽激光器的
“烧孔效应” G D ν0 0 G D ν0 G阈 1 2I Is 若腔内各频率的光强都等于Is,则
ν0 以及 ν0 附近的 ν 光波所获得的增益系数分别为: GD ν0 0 GD ν 0 GD ν0 和GD ν 3 2若增益系数的阈值都相等,则 ν0 和 ν0 附近频率为 ν 光波的平均光强
I ν I 分别为下值,且前者比后者要弱: 1 G D ν 0 2 0 G D ν 2 0 I ν 0 I s 1 和
s ,1 2 G阈 G阈三、 激光器的输出功率1 单频激光器的输出功率 1 1 a总 a内 ln r1r2 ln1 a1 t1 2L 2L 若腔内只允许一个谐振频率,且 ν ν0 ,激光器在理 想的情
况下,仍有: a1 t1 a内 0 r2 1 a总 2L此时腔内的平均光强为: 2 LGG ν 2 0 I ν I s 1 a1 t1激光器的输出光强为: 2 LGG ν 2 0 I out ν t1I ν t1I s 1 a1 t1若ν 光束的截面
为A,则激光器的输出功率为: 2 LGG ν 2 0 P ν AI out ν At1I s 1 a1 t1若腔内单纵
模的频率为 ν0 ,激光器腔内平均光强为: 1 2 LGG ν0 2 0 I ν0 I s 1 2 a1 t1激
光器输出光强为: 1 2 LG ν0 2 0 I out ν0 t1I ν0 t1I s G 1 2 a1 t1 1 2 LGG ν0
2 0 I out ν0 t1I ν0 t1I s 1 2 a1 t1若 ν0 光束的截面为A,激光器的输出功率为:
1 2 LGD ν0 2 0 P 0 AI out ν0 At1I s 1 2 a1 t1 2 LGG ν 2 0 P ν AI out ν At1I s
1 a1 t1如果我们使单纵模输出的激光器的谐振频率由小到大变化,逐渐接近 ν0 时,
输出功率也逐渐变大,但当频率 ν 变到 I ν I ν ν0 1 ν ν0 1 Is 2 Is 2 1 2 LGG ν0 2 0 I
out ν0 t1I ν0 t1I s 1 2 a1 t1 若 ν0 光束的截面为A,激光器的输出功率为: 1 2 LGD ν0 2 0 P 0 AI out ν0 At1I s 1 2 a1 t1 2 LGG ν 2 0 P ν AI out ν At1I s
1 a1 t1 上面两式相比上式多了一个1/2因子由此可见vv 0时的输出功率下降图为单
模输出功率P和单模频率νq的关系曲线。在v v 0处曲线有一凹陷。称作兰姆凹陷。 如
果我们使单纵模输出的激光器的谐振频率由小到大变 化,逐渐接近 ν0 时,输出功
率也逐渐变大,但当频率 ν 变 到 I ν I ν ν0 1 ν ν0 1 Is 2 Is 2此范围时,该光波在增
益系数的曲线上对称“烧”的两个孔发生了重叠,直到 ν ν0 增益曲线上的两个孔完
全重叠,输出功率下降至一个最小值。即当输出光的频率与中心频率相同时,两个
烧孔完全重合,烧孔面积减小,即对激光做贡献的反转粒子数减少,输出功率下降,
在输出功率对频率的关系曲线上出现一个凹陷,称为兰姆凹陷。 兰姆凹陷的宽度:
I 1 v H I s (第五章)图3-14为 Pν 曲线;图3-15为兰姆凹陷与气压的关系曲线 图
3-15 “兰姆凹陷”与管中气压的关系 图3-14 Pν曲线与“兰姆凹陷”2 多频激光器的输
出功率若腔内允许多个谐振频率,且相邻两个纵模的频率间隔大于烧孔的宽度以及
各频率的烧孔都是彼此独立的,则平均光强为: 2LGD ν 2 0 Is a t 1 ν ν0 I ν 1 1 1
2LGD ν0 2 I 0 1 ν ν0 2 s a1 t1 2 LGD ν 2 0 At1I s a t 1 ν ν0输出功率为: P ν 1 1 At I 1 2 LGD ν0 2 0 ν ν0 1 2 1 s a1 t1 N 多频激光器的输出功率为: P Pνi i
1若腔内多纵模的频率 ν 对称的分布在 ν0 的两侧,也即有一个纵模率 ν ν0 b ,必
有另一个纵模频率 ν ν0 b ,则在理想情况下纵模 ν的增益系数为: GD ν 0 GD ν 0 G ν G阈 1 I ν I ν I s 1 2I I s 纵模 ν 在腔内的平均光强为: 1 GD ν 2 L 2 0 I ν I s 1 2 a1 t1 1 GD ν 2 L 2 0纵模 ν 的输出功率为: P ν At1I s 1 2 a1 t1 N 该多模激光
器的输出功率为: P P νi i 1
范文四:了解UPS电源的输出功率
1. 了解 UPS 电源的输出功率、蓄电池逆变电压
这里以 C3K 为例,这是功率为 3KVA 电池逆变电压为 96V 的 UPS 电源。这些 资料一般由公司网站或者产品资料上获取,不同型号机器电池组电压也不一样。 2. 2
计算 UPS 电源的实际输出功率
UPS电源功率 X 0.7 = 实际输出功率,
3KVA X 0.7 = 2.1KW(实际输出功率) , 2.1KW = 2100 W 。
3. 3
计算蓄电池组的总容量
(实际输出功率 / 电池电压) X 延时时间 = 蓄电池组总容量(AH )
延时时间客户自己当然最清楚了,比如需要延时 8小时;
(2100W / 96V) X 8H = 175AH(蓄电池组总容量)
4. 4
蓄电池选型
这 里 只 以 常 规 蓄 电 池 为 参 考 , 常 规 12V 蓄 电 池 规 格 有 :12V4AH, 12V7AH,12V17AH,12A24AH,12V38AH,12V65AH,12V100AH ,这里有个问题需要说明 一下,电池串联后的容量等于一只电池的容量,但是电压升高了。比如: 12V24AH X 8只 = 96V 24AH(串联电池组容量)
根据第三条计算结果 , 电池总容量为 96V 175AH,我们对照电池规格型号, 要想达到 175AH ,必须要 2组 100AH 的电池。
175AH / 100AH = 1.75组 (取 2组 100AH 蓄电池)
这里还有个问题需要说明一下,电池的实际容量只有标称容量的 70%— 90%, 电池质量差的只有 60%。
2组 100AH 并联 = 96V200AH,
96V200AH X 0.85(取平均值 ) = 96V170AH(接近 175AH 计算结果)
电池型号确定为 12V100AH 。
5. 5
计算蓄电池的每组数量
电池组电压 / 每只电池电压 = 每组电池数量
96V / 12V = 8只
1. 计算电池总数量
电池组数量 X 每组电池数量 = 电池总数量
2组 X 8只(每组) = 16节 100AH 电池 (需要的电池数量和容量)
这里肯定有人会问 2组 100AH 电池容量也只有 96V170AH 还小于 96V175AH 的 要求,为什么还是选择 2组 100AH 呢?因为 UPS 在实际应用过程中很少满载使 用,一般负载只有输出总功率的 30%-70%,所以一般在选用 UPS 电池时容量可 以略微比计算值偏小一点。
当然蓄电池组的容量随着时间推移,因为种种原因每年容量在慢慢减小,所 以在配备蓄电池组时,根据计算结果由客户自行决定是否加大蓄电池的容量, 延长蓄电池组正常需要的延时时间。
范文五:音频输出功率的计算
音频功率放大器在便携式产品中的考虑因素
1) 较高的PSRR
必须具有较高的Power supply rejection ratio (PSRR),可以避免受到电源与布线噪声的干扰。
2) 快速的开关机(Fast turn on & off)
拥有长时间的待机时间,是手机或个人数字助理的基本要求,AB 类音频放大器的效率约为50%至60%,
D 类音频放大器的效率可达85%至90%。不管使用何种音频放大器,为了节省功率消耗,在不需要用到音
频放大器时,均需进入待机状态。然而当一有声音出现时,音频放大器必须马上进入开机状态。
3) 无“开关/切换噪音” (Click & Pop)
开关/切换噪音” 常出现于音频放大器进入开关机时,或是由待机回复至正常状态,或是217 Hz 手机通信
信号时。手机或个人数字助理的使用者绝不会希望听到扰人的噪音,将“Click & Pop”消除电路加入音频放
大器中,是必备条件。
4)较低的工作电压
为增长电池使用时间,常需低至1.8V ,仍可工作。
5)低电流消耗与高效率
使用CMOS 工艺的IC ,可降低电流消耗。有时需选择D 类音频放大器,目的是延长手机或个人数字助理的
工作时间。
6)高输出功率
在相同工作电压下具有较高的输出功率,即输出信号的摆幅越接近Vcc 与GND 时,其输出功率越高。
7)较小的封装 (uSMD)
手机或个人数字助理的外观越来越小巧,使得IC 封装技术越来越重要,uSMD 为现今较常用到的封装技术。
输出功率的计算
单端式(Single-end)放大器如图1所示,其增益为:
Gain = Rf/Ri
Rf :反馈电阻,Ri :输入电阻
由输出功率 = (VRMS)2/Rload,VRMS= Vpeak /21/2
因此单端式(Single-end)放大器输出功率=(Vpeak)2/2Rload
桥接式(BTL)放大器如图2所示,由两个单端式(Single-end)放大器以相差180 组成,故其增益为:
Gain = 2Rf/Ri
Rf :反馈电阻,Ri :输入电阻
由输出功率 = (VRMS)2/Rload,桥接式VRMS= 2 Vpeak /21/2
图1 单端式(Single-end)放大器
因此:桥接式输出功率 = 2 (Vpeak)2/Rload= 4 单端式放大器输出功率
图2 桥接式放大器与作用于喇叭正负端的波形
输入与输出耦合电容值的选择
如图1,输入电阻与输入耦合电容形成一个高通滤波器,如欲得到较低的频率响应,则需选择较大的电容
值,关系可用以下公示表示。
fC = 1/2 (RI)(CI)
fC :高通滤波截止频率,RI :输入电阻
CI :输入耦合电容值,此电容用来阻隔直流电压并且将输入信号耦合至放大器的输入端。
在移动通信系统中,由于体积的限制,即使使用较大的输入耦合电容值,扬声器通常也无法显示出50Hz
以下的频率响应。因此,假设输入电阻为20K ,只需输入耦合电容值大于0.19 F 即可。在此状况下,0.2
2 F 是最适当选择。
就输出耦合电容值的设定而言,同图1中,如欲得到较佳的频率响应,电容值亦需选择较大的容值,关系
可用以下公式表示:
fC=1/2(RL)(CO)
fC :高通滤波截止频率,RL :喇叭(耳机) 的电阻,CO :输出耦合电容值
例如,当使用32 的耳机,如希望得到50Hz 的频率响应时,则需选择99 F 的输出耦合电容值。在此状况
下,100 F 是最适当选择。
散热(Thermal)考虑
在设计单端式(Single-end)放大器或是桥接式(BTL)放大器时,功率消耗是主要考虑因素之一,增加输出功
率至负载,内部功率消耗亦跟着增加。
桥接式(BTL)放大器的功率消耗可用以下公式表示:
PDMAX_BTL= 4(VDD)2/(2 2RL)
VDD :加于桥接式(BTL)放大器的电源电压,RL :负载电阻
例如,当VDD=5V,RL=8 时,桥接式放大器的功率消耗为634mW 。如负载电阻改成32 时,其内部功率
消耗降低至158mW 。
而单端式(Single-end)放大器的功率消耗可用以下公式表示:
PDMAX_SE= (VDD)2/(2 2RL)
VDD :加于单端式(Single-end)放大器的电源电压,RL :负载电阻,亦即单端式放大器的功率消耗仅为桥接
式放大器的四分之一。所有的功率消耗加起来除以IC 的热阻( JA) 即是温升。
布线(Layout) 考虑
设计人员在布线上,有一些基本方针必须加以遵守,例如
1)所有信号线尽可能单点接地。
2)为避免两信号互相干扰,应避免平行走线,而以90 跨过方式布线。
3)数字电源,接地应和模拟电源分开。
4)高速数字信号走线应远离模拟信号走线,也不可置于模拟元件下方。
3D 增强立体声的应用
大部分人认为,“3D音效”既不是单声道,也不是双声道,它是一种音频的处理技术,使聆听者在非实际的
环境下,感觉到发出声音的地点,这就必须非常讲究扬声器(喇叭) 的放置位置与数目。但是在手机与个人
数字助理中,无法放置如此多的扬声器,因此发展出以两个扬声器加上运用硬件或软件的方式来模拟“3D
音效”,就是所谓的“3D增强立体声音效”(3D Enhancement) 。
图3为3D 增强立体声的音频次系统方块图,用于立体声手机或个人数字助理中,此音频次系统由下列几
个部份组成:
1)后级放大器部分,包括一个立体声扬声器(喇叭) 驱动器,一个立体声耳机驱动器,一个单声道耳机放大
器 (earpiece)和一个用于免提听筒的线路输出 (line out) (例如汽车的免提听筒电话输出) 。
2)音量控制,可提供分为 32 级的音量控制,而且左、右及单声道的音量均可独立控制。
3)混音器,用来选择输出与输入音源的关系,可将立体声及单声道输入传送并混合在一起,将这些输入分
为 16 个不同的输出模式,使系统设计工程师能够灵活传送混合单声道及立体声音频信号,不会限定信号
只能传送给立体声扬声器或立体声耳机。
4)电源控制与“开关/切换嘈音” 抑制电路。
5)3D 增强立体声使用的是硬件的方式。
6)使用I2C 兼容接口加以控制芯片的功能。
声音在不同位置传至左右耳朵时,会产生不同相位差。利用此相位差原理和硬件方法,便可以仿真出3D
增强立体声音效。即使系统在体积或设备上受到限制,而必需将左右喇叭摆放得很近时,仍然可以改善立
体声各个高低声部的定位的种种问题。
图3 3D 增强立体声音频子系统方块图
如图3的3D 增强立体声方块图所示,一个外接电阻与电容电路用以控制3D 增强立体声音效,用两个独立
的电阻与电容电路来控制立体声扬声器与立体声耳机,如此可达到最佳的3D 增强立体声效果。
在此电阻与电容电路中,3D 增强立体声效果的“量”是由R3D 电阻来设定的,并且成反比关系,C3D 电容
用以设定3D 增强立体声效果的3dB 低频截止频率,在低频截止频率以上才能显现出3D 增强立体声效果,
增加C3D 电容值将降低低频截止频率,其关系可用以下公式表示:
f3D(-3dB)=1/2 (R3D)(C3D)
结论
由于移动电话与个人数字助理已发展为能够提供各种不同娱乐的多功能便携式设备,厂商们尽量采用高保
真的音频系统及寿命较长的电池,并使此类便携式电子产品具备立体声喇叭放大器,多种不同的混音,以
及3D 增强立体声等功能,同时在外型上也尽量轻薄小巧。但其设计范畴仍不脱离以上所述基本原理,这
就是本文所要表达的另一目的。
本文将为读者分析单端、典型桥接负载和全差动式音讯放大器,同时探讨杂讯对于电源供应和射频整流的影响。
行动电话、PDA 和其它可携式通讯设备常处于严苛吵杂的环境,这个现象促使许多厂商开始发展新的音讯功率放大器,它们都採用射频、共模和电源供应拒斥比良好的全差动式架构。本文将深入分析单端、典型桥接负载和全差动式音讯放大器,同时探讨杂讯对于电源供应和射频整流的影响。
这个产业所使用的音讯功率放大器架构可分成三大类:单端、典型桥接负载和全差动式放大器。单端音讯功率放大器通常是所有架构中最简单的一种,但行动电话却较少利用它们为和弦铃声或免持听筒模式等应用推动喇叭;一般说来,单端放大器是用来推动耳机,让使用者得以聆听MP3音乐或游戏音效,如(图一) 。
在典型的单电源、单端电路设计中,放大器的输出端需要耦合电容来隔离直流偏压,避免直流电流进入负载。然而输出耦合电容和负载阻抗却会形成高通滤波器,其频率由以下的方程式所决定:
(公式一)
(图一) 单端放大器
就效能观点而言,此设计的主要缺点在于负载阻抗通常很小,此处是介于4Ω和8Ω喇叭之间,这将使得低频角频率(FC )变得更高。要让低频讯号进入喇叭,COUT 就必须使用很大的电容,例如在喇叭阻抗为8Ω的情形下,如果COUT 的电容值为68μF,那么频率小于292Hz 的任何讯号都会被衰减。
想要免除单端放大器的输出电容(COUT ),就需要使用分离式电源供应,但这种解决方案并不适合无线环境,因为手机设计人员必需增加一个直流转换器来提供负电源,使得解决方案的成本和体积都会增加。除此之外,单端放大器在导通、截止、进入关机模式和脱离关机模式时都很容易产生爆裂音,这些不必要杂讯的产生是因为喇叭两端出现电压变动(电压脉冲),它与此电压脉冲的上升时间、下降时间和宽度有关。
多数人只能听到20Hz 至20kHz 之间的声音,因此当脉冲宽度小于50μs时,耳朵就不会对它有任何反应,因为此时频率将会高于20kHz ,所以不会有爆裂音;如果脉冲的升起时间超过50ms ,就表示其频率小于20Hz ,于是耳朵也听不到爆裂音。要产生人们熟悉的爆裂音,脉冲宽度必须大于50μs,脉冲的升起时间则要小于50ms 。由于单端放大器必须立即截止导通才会产生脉冲,因此放大器的电压上升速率必须超过50ms 才能避免爆裂音出现,但这个速度对于大多数的智慧型
手机应用来说实在太慢了。
使用单端电源供应时,输出直流阻隔电容所储存的电荷也会造成爆裂音。当放大器的输出改变时,该电压加上电容器原有电压会出现在喇叭两端,使其发出所谓的爆裂音。
最后,在讨论音讯放大器时,提供至负载的功率也是一项重要考量。若使用单电源的单端放大器,喇叭的一端就会透过输出电容连接至放大器的输出端,另一端则会接地,于是喇叭两端的电压就只能在VDD 和地电位之间改变。根据下面这个公式,可以计算放大器送至负载的功率值:
(公式二)
峰至峰输出电压的最大值则是电源供应电压。假设输出为正弦波,那么均方根值输出电压的最大值就是:
(公式三)
理论上的最大输出功率则为:
(公式四)
后面文中将证明在同样的电源供应和负载阻抗条件下,桥式负载和全差动式放大器的输出功率可以达到单端放大器的四倍。
今日的行动电话和可携式通讯装置都使用同样类型的音讯放大器架构:单端输入和桥式负载输出(图二) 。桥式负载放大器是由两个单端放大器组成,分别推动负载的一端,第一个放大器(A )会决定增益值,第二个放大器(B )则是做为单位增益反相器。这种桥式负载放大器的增益是由下式定义:
(公式五)
受到单位增益反相放大器(B )的影响,放大器的增益值会加倍。传送至负载的功率是这种差动式驱动电路设计的主要优点之一,利用差动方式来推动喇叭,那么每当一端的电压下降时,另一端的电压就会上升,反之亦然;相较于负载一端接地的方式,差动设计的特性实际上会让负载的电压摆幅加倍。由于负载两端的电压摆幅会加倍,因此输出功率方程式就变成:
(公式六)
于是桥式负载在理论上的最大输出功率就变成:
(公式七)
相较于使用单电源的单端音讯功率放大器,喇叭两端电压加倍后,就算电源电压和负载阻抗都保持相同,输出功率也会增加四倍。
旁路电容(CBYPASS )是另一项需要考虑的因素,该电容是电路中最重要的元件,因为它会承担多项重要功能。首先,放大器的电压上升速率就是由旁路电容决定,若放大器的电压上升速率缓慢,爆裂音的产生就会减少。旁路电容和负责产生
电源中点电压的高阻抗电阻分压器电路会形成一个RC 时间常数,而如前所述,只要这个时间常数大于50ms ,使用者就不会听到爆裂音。
旁路电容的第二个功能是减少电源供应所产生的杂讯,这个杂讯是由耦合进来的输出驱动讯号所产生,该讯号则来自于放大器内部的电源中点电压产生电路。这个杂讯会造成电源供应拒斥比的下降,例如在电源供应充满了杂讯的系统中,它会影响系统的总谐波失真与杂讯值(THD +N )。
相较于单端音讯放大器,这类架构的优点是它在相同电源供应下所能提供的输出功率;除此之外,它也不再需要输出直流阻隔电容,因为喇叭两端的VDD/2偏压就能将直流偏压抵消。现在,低频效能只会受到输入电路和喇叭响应能力的限制。 然而这类电路也有明显缺点,例如杂讯耦合至单端输入后,就会被放大器放大并出现在输出端,其倍数相当于放大器的增益值。由于放大器B 并没有回授至输入端,耦合至输出端的任何高频杂讯也会造成喀嚓声和嗡声,这种效果称为射频整流。
(图二) 单端输入和桥式负载输出架构
全差动式放大器
许多行动电话、PDA 、智慧型手机和新型无线装置现已採用一种新型的音讯功率放大器架构,它是如(图三) 所示的全差动
式音讯放大器。全差动式放大器的增益值定义如下
(公式八)
全差动式放大器採用差动输入和差动输出。这些功率放大器包含差动和共模回授电路,差动回授确保放大器提供差动电压输出,其值等于差动输入乘上增益值。回授电路则是由外部增益值设定电阻来担任。
共模回授确保无论输入端的共模电压为何,输出端的共模电压都会偏压至VDD/2。这个回授电路已内建至元件中,它会利用分压器和电容来产生稳定的电源中点电压;输出电压会被偏压至VDD/2,确保一个输出不会在另一个输出之前被截波。 凡是桥式负载放大器胜过单端放大器的优点,全差动式放大器也都具备,但它另有三项重要优势胜过典型的桥式负载放大器。首先,它不再需要输入耦合电容,因为使用全差动式放大器后,输入端就能偏压至电源中点以外的其它电压,所使用的放大器则须拥有良好的共模拒斥比(CMRR )。但若输入偏压超出了输入共模范围,就应该使用输入耦合电容。
其次,中点电压的供应电源也不再需要旁路电容CBYPASS ,因为中点电压的任何改变都会等量影响正通道和负通道,并且在差动输出端相互抵消。拿掉旁路电容会使得电源拒斥比稍为下降,但由于它能省下一颗外部零件,设计人员或许仍愿接受这个略为降低的电源拒斥比。全差动式放大器的最后一项主要优点是它提供更强大的射频杂讯抵抗能力,这主要归功于它拥有很高的共模拒斥比,并且採用全差动式架构。
要得知负载输出功率,我们可以使用类似于桥式负载放大器的计算方式,因为它也是全差动式放大器。记住当喇叭一端的电压下降时,另一端就会上升,反之亦然;同样的,相较于负载一端接地的方式,这种设计会让负载的电压摆幅加倍。桥式负载在理论上的最大输出功率为:
(公式九)
和桥式负载放大器的情形一样,在同样的电源电压和负载阻抗下,喇叭两端电压加倍会使得输出功率增加四倍。相较于前面介绍的各种放大器,这种架构的最大优点在于它的抗杂讯能力。
音讯功率放大器的三大杂讯来源是:
●电源供应杂讯
●输入端耦合杂讯
●输出端耦合杂讯
(图三) 全差动式音讯放大器
电压供应的变动通常会在放大器输出端造成很小的误差电压,电源供应拒斥比就是放大器抵抗这些效应的能力,它通常是以分贝值来表示。根据标准的电源供应拒斥比方程式,其输出电压可计算如下:
(公式十)
例如若电源供应电压改变500mV ,差动输出电压的变化值就等于22μV。
在TDMA 和GSM 行动电话中,电压供应杂讯的主要来源是射频电路在导通和截止之间的切换动作。GSM 手机是以217Hz 的速率进行切换,当射频功率放大器导通时,它会从电源供应汲取很大的电流,这将使得电源供应的电压突降,其幅度最高可达500mV 。电源拒斥比很差的音讯放大器会在喇叭造成高于217Hz 的谐波喀嚓杂讯。
为了瞭解在217Hz 切换速率下,电源供应电压下降500mV 所可能造成冲击,因此分别测试三颗全差动式音讯功率放大器,它们是3.1W 的AB 类放大器、1.25W 的AB 类放大器以及2.5W 的D 类放大器,前两者的测试结果显示,由于全差动式放大器的电源拒斥比很高,供应电压的变动几乎不会对输出讯号造成任何影响,因此它不会在喇叭造成217Hz 的谐波喀嚓声。
对于耦合至单端放大器输入端的杂讯,主要问题是它会被放大,其倍数等于放大器的闭迴路增益,然后出现在放大器的输出端。除了在放大器前端对输入讯号滤波之外,这类放大器几乎没有任何的杂讯抵抗能力。
相形之下,全差动式放大器却有非常良好的杂讯拒斥能力,这种放大器只会放大两个输入端之间的讯号差异部份,因此耦合至差动输入端的任何共模干扰讯号在实际上都会被放大器所忽略。瞭解这个输入耦合杂讯抵抗能力的最佳方式就是看它的共模拒斥比:
(公式十一)
以1.25W 的全差动式AB 类放大器为例,可说明共模拒斥比如何影响放大器的交流杂讯抵抗能力。首先,根据前述共模拒斥比方程式即可得到输出电压如下:
(公式十二)
在20Hz 至20kHz 范围内的共模拒斥比为-74dB ,增益则为1V/V。假设耦合至输入端的共模杂讯在每个输入接脚都是100mV ,那么利用上式即可得到转移至输出端的杂讯值如下:
(公式十三)
根据此方程式,差动放大器的输出端会出现20μV的涟波,但对于单端输入放大器,结果却是100mV 再乘上放大器的闭迴路增益。
採用桥式负载输出电路时,喇叭最常出现的杂讯是射频功率放大器在217Hz 速率下的开关动作,通常这些开关动作听起来像是喀嚓声或嗡嗡声。要瞭解桥式负载放大器为什么无法抵抗耦合至其输出端的杂讯,请参考(图四) 。
在导通状态下,射频功率放大器会送资料到基地台。在实验室里,测试人员在距离音讯放大器10公分的地方放置一部GSM 手机,然后观察音讯放大器输出端所拾取的讯号,这个杂讯看起来像是被方波闸控的射频讯号,示波器上的实际波形则如图四所示。
观察整个频宽(>20MHz)即可发现放大器的每个输出端都会拾取该杂讯,但它们并不会产生任何效果,因为喇叭无法再生如此高频的讯号。但另一方面,若观察桥式负载架构小于20MHz 的频宽部份,却会发现反相随耦器(桥式负载放大器)
试图对GHz 讯号做出响应,这会导致其输出端电压(OUT -)以闸控方波讯号的速率(GSM 为217Hz )随着下降,使得喇叭出现喀嚓声或是嗡嗡声。
在量测过程中,杂讯会耦合至输出端,而不是输入端;若它是带限讯号,OUT +会保持相对稳定,因为它的IN -输入端并未耦合杂讯。OUT -会有很大的涟波,因为OUT +是OUT -的输入。从OUT +到OUT -的反相放大器也试图对闸控射频波形做出响应,但它只会对低频部份做出响应。若杂讯也耦合至输入端,则由于共模拒斥比很低,OUT +的杂讯会增加许多。
与典型桥式负载放大器相同的杂讯也会耦合至全差动式放大器的输出端。当频宽受到限制时,由于它会差动回授至输入端,所以不会有任何杂讯出现。若杂讯耦合至输入端,全差动式放大器会以其共模拒斥比来消除杂讯,因此相较于典型的桥式负载放大器,全差动式放大器对于射频杂讯显然拥有更良好的抵抗能力。
(图四) 音讯放大器输出端所拾取的讯号
结论
音讯功率放大器很容易从可携式无线通讯装置所处的严苛环境中拾取杂讯,典型的桥式负载音讯功率放大器有多项限制,若杂讯耦合至这类放大器的输入端、输出端或电源,就会造成喀嚓声和嗡嗡声。相较之下,全差动式放大器在这类环境的表现却较为杰出,这要归功于它的全差动式回授架构以及抵消射频整流效应的能力,使它得以将行动电话的杂音减至最少。(本文原载于零组件杂志第158期)